小家电产品都使用开关电源，虽然开关电源芯片厂商提供了参考设计，但其可靠性设计和分析是一个系统工程，要充分考虑开关电源芯片周围器件的余量设计及布线等方面并进行详尽的测试分析。任何方面那怕是最微小的疏忽，都可能导致整个电源的崩溃，应充分认识到开关电源可靠性设计及测试分析的重要性。从原理上，我们有反激式和Buck型两类开关电源，需要分开给出指南。 1. 布局和布线可靠性设计 为减少噪声的发生和防止由噪声导致的误动作，要严格按照以下原则设计及自查：
① 由高频脉冲电流所包围的面积最小化。 ② 缓冲电路（驱动、RCD等）尽量贴近开关管和输出整流二极管, 输入开关管到变压器、变压器到输出整流管的连线最短化。 ③ 脉冲电流流过的区域远离MCU输入输出端子，使噪声源和弱电信号部分分离。 ④ 控制电路和功率电路分开，采用单点接地方式，由于大面积接地容易引起天线作用，不要采用大面积接地方式。 ⑤ 必要时可以将输出滤波电感安置在地回路上。 ⑥电解电容是开关电源寿命的瓶颈，要尽量降低 发热。变压器、功率管、大功率电阻和电解保持距离，电解电容之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口；尽量采用多只低 ESR （等效串联电阻）的电解电容并联滤波；输出电容采取一只靠近整流管、另一只靠近输出回路。输入电容也可类似处理。 ⑦ 采用铜箔进行低感低阻配线。 ⑧ 相邻印制线之间不应有过长的平行线，走线尽量避免平行，采用垂直交叉方式，线宽不要突变，也不要突然拐角。禁止环形走线。 ⑨ 滤波器的输入和输出线必须分开。禁止将开关电源的输入线和输出线捆扎在一起。 对于辐射干扰主要应用密封屏蔽技术，在结构上尽量实行电磁封闭，要求外壳各部分之间具有良好的电磁接触，以保证电磁的连续性。 10）共模电感和变压器保持一定距离，以避免磁耦合。 11）高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免受干扰。电流取样信号电路输入电阻要靠近检测口，图(1)图一效果要好于图二，开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管。 2.电源电路可靠性设计及分析 2.1反激式开关电源可靠性及分析 反激式开关电源在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载。反激式开关电源的可靠性设计重点在于开关管MOS的反压及电流参数的余量设计。 1） MOS管最大反向峰值电压余量设计及分析 MOS管的反向峰值电压Vd在理想状态时由三部分构成，输入电压Vin，反射电压Vf、漏感引起的电压Vx，Vd=Vi+Vf+Vx，如下图三 图三、理想状态下反激式电源开关管反压 实际上，由于RCD泄放回路二极管正向导通延时和电感谐振，实际的波形如图四 图四 反激式电源开关管反压
实际测试时要用8pf以内的示波器探头（探头结电容大不能测到瞬时尖峰）可以探测到实际波形如图五，蓝色的是二极管的正极波形，黄色是二极管的负极，由图五中看到在Vds上升后，二极管并没有能很快地导通。在开始的几十至一百ns内（即是二极管的正向导通时间），二极管的正向导通电压可能达到几十伏，使得MOS有一个超过的50-60V尖峰，并由于初级漏感上的能量引致的谐振震荡。 图五 一个实测的反激式电源开关管反压 漏感及负载越大，Vx越大，合理的一般在100V以下，实际要在最大漏感、最大负载条件下测试可得到最大值； 反射电压Vf=(ＶＦ+ＶＯ)*ＮＰ/ＮＳ 电源设计完成后变化小。 ＶＦ:二极管的正向最大电压降，ＶＯ:输出的电压值 ＮＰ:初级匝数ＮＳ:次级匝数 Np/Ns即匝比和输出电压越高，反射电压越高。 最大输入电压Vin是在最大输入交流电压Vacmax下输出的最大直流电压VDC，Vin=1.414*Vacmax 一般地，反射电压和最大输入电压在设计完成后就确定，但漏感电压和供应商的控制有关。 实际测试分析时，我们需要用最低结电容（<8pf）的示波器电压探头测试最大输入电压、最大漏感及最大输出负载条件下的反压，和规格书的额定耐压值Vd对照，余量越大，可靠性越高，最少余量为Vds=Vd*10%。 2） MOS管电流余量设计及分析 MOS管电流可靠性设计原则其一是防范变压器气隙处理不当时变压器磁芯饱和导致过流。气隙和制造过程相关，需供应商重点监控其波动。气隙过小，导致磁饱和；气隙过大，漏感过大，效率降低，发热严重。实际测试时变压器原边电流如出现瞬时尖峰即为饱和。其二是最大负载条件下MOS管的瞬态电流保证余量足够。 MOS 管电流和变压器原边电流相等。一般地，一个电源设计完成后，副边各电流峰值Io是由输出最大负载及最大占空比Dmax决定， 副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) 副边直流有效电流 : Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕 副边交流有效电流 : Isac = √(I2srms – Io2) Dmax为电源控制芯片给出的规格，一般为0.5. 变压器设计好后，匝比Np/Ns=n确定，且Np*Ip = Ns*Is，原边各电流值理论值如下， 原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n 原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa 原边交流有效电流 : Ipac = √D*I2ppa 实际测试时确认峰值余量。一般地，最大电压、最大负载条件下电源启动、工作时的工作电流最大。要求最大工作电流<70%MOS管额定电流。 3） 电源RCD电路可靠性设计及分析 RCD电路的目的是吸收电感电压、箝位限制MOS管的最大反向峰值电压。当开关管导通时，能量存储在变压器电感Lp和漏感Llk中，当开关管关闭时，Lp中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk中的能量将不会传递到副边。如果没有RCD箝位电路，Llk 中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。若加上RCD 箝位电路，Llk中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，能量被箝位电阻Rc消耗，以减少开关管的电压应力。 电源RCD回路可靠性设计的原则是既要限制MOS功率管的最大反向峰值电压又要注意RCD电路的损耗不能过大。 ① Ｖ(RCD)的确认 在电路的频率、变压器（匝比确定即可确定反射电压Vf）、输出电路的参数、MOS功率管全部确定后，理论上ＲＣＤ吸收回路允许的最大电压Ｖ(RCD) 为 Ｖ(RCD)＝(Ｖd-Ｖin-Ｖds)*９０% 在功率管确定后通过实测Ｖ(RCD)判断设计是否合理： 若实测Ｖ(RCD) <1.3Ｖf 选取的ＭＯＳ功率管的Ｖd值偏小． 若实测Ｖ(RCD) ＜1.2Ｖf, RCD吸收回路会影响开关电源的效率 ② 电阻R、C、D的确认ＲＣ时间常数τ是由开关电源的频率确定，一般选择10-20个周期；电阻R一般为几十到几百K，可靠性测试时按照先低压后高压、先轻载后重载的原则，测试V(RCD)的值，观察实际V（RCD）的值是否接近理论最大电压，若等于即为合适的R、C值；RCD吸收回路的电阻和电容耐压需要大于Ｖ(ＲＣＤ)。一般地265Vac条件下取1000V。R值偏小，开关电源的效率低；R值偏大，MOS功率管有可能被击穿。 R的最大功率取V(RCD)的最大值条件下的功率值，要求相对于器件规格有50%余量合适。 对于二极管D，30W以内的二极管需选用1N4007（反向耐压1000V），要求反向恢复时间为2us。 4）输出二极管 由于漏感电压传输到次级的电压较小忽略该电压，二极管反向电压简化计算为VD=VO+Vin/N（N为初次级匝比ＮＰ/ＮＳ），实际测试要在最大输入电压、最大负载输出下可测到最大反向电压，可以在二极管上并联RC吸收电路，保护二极管。 二极管通过的最大电流为副边峰值电流: Ispa = Io /(1-Dmax )，器件余量有50% 即可。考虑二极管上的发热，布板加大铜皮散热。 2.2Buck开关电源可靠性设计及分析 我们使用的是标准Buck电路，如下图。在电感、开关电源芯片选定（开关频率、CCM或DCM模式确定）等设计完后，我们需重点关注如下器件瞬时电流、电压尤其是峰值应力状况，确定我们选用的电感、二极管等关键器件是否可靠。 图六 Buck标准电路 目前大多数设计里，电路需要运行在CCM模式下。CCM模式简单地说，电感充放电不间断连续。电感放电时电流降到零属于临界模式。MOS开关管的PWM通断波形、电压波形、电感电流IL波形、续流二极管上电压四个参数的理想波形如下图 在输入电压Vi、输出电压Vo、电感L，开关周期T确定条件下， 1）占空比可以计算出D=Vo/Vi，输入输出确定则占空比确定 2）电感充电变化电流即纹波电流dIL可确定如下 dIL=(Vi-Vo)*Ton/L 电感越小电感纹波电流越大，器件越容易过流、饱和。 3) 在CCM模式下电感充电纹波电流等于放电纹波电流即 (Vi-Vo)*Ton/L=Vo*Toff/L， Ton=T*D, Toff=T*(1-D) 在CCM模式下电感不会变化到零。 4) 电感电流平均值IL_avg = Io 5) 电感电流峰值IL_peak=Io+dIL 7)续流二极管峰值电流 Id_peak= IL_peak ，但由于反向恢复时间存在，从导通续流到承受反压断开时间内二极管处于半导通状态（等效电阻小，等效于电容），Vi施加在二极管上的冲击电流较大，需实测确定瞬间电流进而确定器件规格是否合理。 8）续流二极管反向耐压Vrd=Vi 9）MOS开关管耐压Vsw_peak=Vi（Toff期间） 10） 输出电容 输入电容的纹波电流有效值Icin_rms = [D *(Io-Iin)2 +Iin2(1-D)]0.5 电容输出的纹波电流有效值Ico_rms 设计完成后我们需要测试并分析上述参数的波形尤其是峰值参数，确定实测值相对于对应规格的余量是否合理。
原发布时间：2017-7-5 10:30:03
